Telekomunikaciona mjerenja, Skripte' predlog Fizicko Tehnicka Merenja
Azzo_RS
Azzo_RS

Telekomunikaciona mjerenja, Skripte' predlog Fizicko Tehnicka Merenja

69 str.
2broj preuzimanja
169broj poseta
Opis
Telekomunikaciona mjerenja
20 poeni
poeni preuzimanja potrebni da se preuzme
ovaj dokument
preuzmi dokument
pregled3 str. / 69
ovo je samo pregled
3 prikazano na 69 str.
preuzmi dokument
ovo je samo pregled
3 prikazano na 69 str.
preuzmi dokument
ovo je samo pregled
3 prikazano na 69 str.
preuzmi dokument
ovo je samo pregled
3 prikazano na 69 str.
preuzmi dokument

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

скрипта

Дражен Суртов

Електротехничка школа „Никола Тесла“

Бањалука, 2013

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

2

САДРЖАЈ

УВОД. ОСНОВНИ ПОЈМОВИ ТЕОРИЈЕ ГРЕШАКА 4 Апсолутна и релативна грешка 5 Врсте грешака 5 Статистичка анализа 6

МЈЕРЕЊЕ ФРЕКВЕНЦИЈЕ

9

Основна блок шемаи принцип рада фреквенцметра 9 Осцилатор временске базе 10 Улазно коло 10 Главна капија 11 Грешка мјерења фреквенције 12 Мјерење високих фреквенција

13

АНАЛИЗАТОРИ СПЕКТРА И СПЕКТРАЛНА МЈЕРЕЊА 15 Увод 15 Предности мјерења у фреквенцијском домену 16 Спектрална мјерења на анализатору спектра 16 Врсте анализатора спектра 18 Анализатори спектра са банком филтара 18 FFT анализатори спектра 19 Анализатори таласа 20 Swept анализатори спектра 21 Мјерење параметара амплитудске модулације анализатором спектра 22 Мјерење хармонијских изобличења анализатором спектра 24 Мјерење интермодулационих изобличења (IMD)

26

МЈЕРЕЊЕ ШУМА 29 Настајање и врсте шума 29 Мјерење шума телефонског канала (псофометријско мјерење) 32 Мјерење односа снаге сигнала и шума

35

МЈЕРЕЊЕ СНАГЕ НА ВИСОКИМ ФРЕКВЕНЦИЈАМА 38 Увод 38 Технике за мјерење снаге 39 Термисторски сензори и мјерачи снаге 40 Сензори и мјерачи снаге са термопаром

41

РЕФЛЕКТОМЕТРИЈА 43 Стандардна TDR са мјерењем рефлексије импулса

43

МЈЕРЕЊА У ОПТИЧКИМ КОМУНИКАЦИОНИМ СИСТЕМИМА 47 Подручје оптичких мјерења у телекомуникацијама. Оптички инструменти 47

Оптичка рефлектометрија у временском домену (OTDR) 48 Специфична мјерења на оптичким влакнима 52

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

3

Мјерења карактеристика преноса оптичких влакана 52 Механичка мјерења оптичких влакана 54 Оптичка мјерења оптичких влакана 55 Оптички мјерачи снаге 57 Анализатор оптичких сигнала 59 Оптички анализатор спектра

60

МЈЕРЕЊА НА PCM СИСТЕМИМА 62 Извори грешака 62 Мјерење грешке 64 Детекција и анализа грешке 66 Архитектура тестера

67

ЛИТЕРАТУРА 69

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

4

УВОД. ОСНОВНИ ПОЈМОВИ ТЕОРИЈЕ ГРЕШАКА

Теорија грешака је област математике (вјероватноће) која има значајну примјену у метрологији – науци о мјерењима. Пошто свако мјерење садржи грешке, у пракси се анализа сваког мјерења врши помоћу теорије грешака. Пошто се грешке имају, између осталог, и случајни карактер, оваква анализа има посебан значај у телекомуникацијама због тога што су и сигнали који носе неку информацију случајни.

Поновићемо, на почетку основне појмове метрологије.

Мјерење је процес упоређивања мјерене вриједности са еталоном, стандардом односно тачном вриједношћу. Тачна вриједност се добија експериментално помоћу мјерених вриједности које се обрађују помоћу метода теорије грешака. Просто, тачна вриједност је она мјерена вриједност за коју кажемо да има најмању грешку, односно нулту грешку.

Мјерена величина је физичка величина која се одређује мјерењем. Мјерна вриједност мјерене величине је производ бројне вриједности и одговарајуће јединице.

Тачност мјерења даје разлику између измјерене вриједности и стварне вриједности неке физичке величине. Може се рећи да је мјерење тачније ако је направљена мања грешка.

Прецизност мјерења подразумијева поновљивост мјерног резултата, односно степен међусобног подударања низа појединих резултата добијених поновљеним мјерењима константне физичке величине истим мјерним инструментом.

Осјетљивост мјерења (мјерног инструмента) је однос промјене показивања мјерног инструмента (отклон у милиметрима, степенима, радијанима) и промјене физичке величине која је ту промјену проузроковала.

Резолуција је најмања промјена мјерене вриједности коју мјерни инструмент може регистровати.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

5

Апсолутна и релативна грешка

Апсолутна грешка је одступање измјерене вриједности мјерене величине од њене тачне вриједности:

∆ = −

Апсолутна грешка може да буде позитивна и негативна, у зависности од тога да ли је већа измјерена или стварна вриједност мјерене величине. Она има исти карактер као и мјерена величина па има и исту јединицу.

Помоћу апсолутне грешке се не може оцијенити тачност извршеног мјерења. Није исто кад направимо грешку од 0,5 V при мјерењу напона од 5 V и 5000 V. Зато се дефинише релативна грешка.Релативна грешка је количник апсолутне вриједности апсолутне грешке и тачне (стварне) вриједности мјерене величине:

= |∆ |

100 %

Релативна грешка је неименован број и често се изражава у процентима. Што је релативна грешка мања то је мјерење тачније.

Врсте грешака

Све грешке које настају приликом мјерења можемо сврстати у неку од сљедеће три групе:

 Систематске грешке Ове се грешке понављају ако се мјерење у истим условима изврши више пута и оне имају исту вриједност. Уклањају се апсолутно, јер је могуће предвидјети њихову вриједност. Настају усљед недовољно тачног показивања мјерних инструмената, усљед несавршености мјерне методе или усљед нежељених спољних појава.

 Случајне грешке Ове грешке није могуће предвидјети. Оне се јављају приликом мјерења које се врши више пута и нема увијек исту вриједност. Ипак ове грешке имају малу вриједност. Да би се ове грешке ублажиле потребно је вршити статистичку анализу о чему ће бити говора касније. Узроци ових грешака су спољни утицаји који се мијењају случајно (мале грешке приликом очитавања, мијењање отпора контаката, временске промјене утицајних величина – напона, струје, фреквенције и сл.).

 Субјективне грешке Ове грешке настају због присуства људског фактора.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

6

Статистичка анализа

Статистичка анализа је математички поступак којим се оцјењује тачност мјерења неке величине које је извршено више пута. Ако се нека константна величина мјери више пута истим мјерним инструментима, истом мјерном методом, уз исте спољне утицаје и са истом прецизношћу, резултати се, због случајних грешака, неће увијек поклапати, већ ће бити сконцентрисани око неке одређене средње вриједности. Највјероватнији резултат оваквог мјерења је управо та средња вриједност која се рачуна као аритметичка средина већег броја појединачних резултата мјерења:

= + +⋯+

= 1

Одступање од средње вриједности показује колики је помак сваког очитавања (појединачног резултата мјерења) од аритметичке средине:

= − , = 1,2, … ,

За оцјену тачности мјерења није довољно познавати само аритметичку средину, треба имати увид и у расипање резултата, односно оцијенити колика је вјероватноћа грешке таквог мјерења. Статистичке методе се користе при одређивању највјероватније вриједности мјерене величине, односно одређивању граница унутар којих би се мјерена величина са одабраном вјероватноћом могла наћи.

Податак о прецизности извршеног мјерења даје средња вриједност апсолутних вриједности одступања. Она се рачуна према:

= | | + | | +⋯+ | |

= 1

| |

Важан појам у теорији грешака је и стандардна девијација или средњеквадратна грешка. То је мјера за случајна одступања појединачних вриједности од средње вриједности и рачуна се према:

= + +⋯+

= 1

Понављање неког мјерења са истом прецизношћу и пажљивошћу и под истим спољашњим условима потврђује да се резултати са већим грешкама јављају много рјеђе од резултата са мањим грешкама, тј. резултати се гомилају и расподјељују око стварне вриједности мјерене величине, при чему је могућност одступања са обе стране око стварне вриједности једнака. Што је број понављања већи, расподјела појединачних резултата је уочљивија и показује одређену правилност. Код великог броја понављања (једино ако се ради о случајним грешкама) долази до расподјеле која се зове Гаусова расподјела или нормална расподјела.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

7

Нека је извршено 100 мјерења струје и при томе добијен одређен број пута исти резултат мјерења као што је дато у табели:

струја (mA) број очитавања 9,97 2 9,98 8 9,99 24 10 38

10,01 20 10,02 6 10,03 2

укупно = 100

Дакле струја од 9,97 милиампера измјерена је два пута, струја од 9,98 милиампера 8 пута итд. Ове резултате мјерења можемо приказати и графички помоћу графика приказаног на сљедећој слици, тзв. хистограма. Овдје је на хоризонталној оси дата вриједност струје, а на вертикалној фреквенција појављивања тог резултата.

Ако се изврши велики број мјерења тада ће величина на хоризонталној оси узети скоро све вриједности од -∞ до +∞. Ако тада на вертикалну осу нанесемо однос фреквенције понављања и укупног броја мјерења онда ћемо добити криву густине вјероватноће појављивања мјерене величине која се назива Гаусова крива расподјеле.

Приказана је на сљедећој слици:

Може да се опише сљедећом једначином:

= 1 √2

2 8

24

38

20

6 2

0

10

20

30

40

9,97 9,98 9,99 10 10,01 10,02 10,03

бр ој

о чи

та ва

њ а

струја у милиамперима

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

8

Вјероватноћа Р да ће се мјерена величина Х наћи у интервалу између Х1и Х2 једнака је површини испод Гаусове криве у границама између Х1и Х2.

За Гаусову расподјелу је карактеристично (илустровано је на слици испод):

 68,3% свих могућих резултат налази се у границама између +σ и –σ од средње вриједности

 95,5% свих могућих резултата је између граница +2σ и –2σ  само 0,27% свих могућих резултата је изван граница ±3σ

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

9

МЈЕРЕЊЕ ФРЕКВЕНЦИЈЕ

Основна блок шемаи принцип рада фреквенцметра

Фреквенција fпериодичног сигнала се дефинише као број циклуса тог сигнала у јединици времена. То се може представити једначином:

=

гдје је n број циклуса периодичног сигнала који се дешава у временском интервалу t. Уколико је = 1 , фреквенција се исказује као n циклуса у секунди или као nHz (херца).

Према дефиницији фреквенције можемо да закључимо да се фреквенција може мјерити помоћу бројача који ће бројати број циклуса n, а затим тај број треба подијелити временским интервалом t. Основна блок шема фреквенцметра – инструмента за мјерење фреквенције дата је на сљедећој слици.

Улазни сигнал – сигнал чија се фреквенција мјери пролази кроз улазно коло (input conditioning) гдје сигнал добија облик да би био компатибилан са интерним колима унутар фреквенцметра. Обрађени сигнал се води на главну капију (main gate), односно двоулазно И коло, као низ импулса, при чему сваки импулс одговара једном циклусу (периоду) улазног сигнала. Када је главна капија (И коло) отворена, импулси могу да прођу кроз њу и да дођу на бројачко коло (counting register).

Вријеме отварања и затварања капије контролише се временском базом. Тачност мјерења фреквенције зависи од тачности одређивања временског интервала t. У највећем броју фреквенцметара користе се кристал осцилатори са фреквенцијама од 1 , 5 или 10 као основним елементима временске базе (time base oscillator). Дјелитељ временске базе (time base divider), на чијем улазу се доводи сигнал из осцилатора временске базе, на свом излазу генерише поворку импулса чија је фреквенција промјенљива у декадним корацима, што се регулише временским прекидачем базе.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

10

Број импулса које изброји бројачко коло за одређено вријеме представља фреквенцију улазног сигнала. Избројана фреквенција се приказује на нумеричком дисплеју (display).

На примјер, ако је број импулса које бројач изброји 50 000 и одабрано вријеме пропуштања главне капије једна секунда, тада је фреквенција улазног сигнала 50 000Hz.

Улазно коло

Основна блок шема улазног кола приказана је на сљедећој слици.

Улазно коло се састоји од ослабљивача (attenuator), појачавача (amplifier) и Шмитовог окидног кола (Schmitt trigger). Шмитово окидно коло има задатак да конвертује аналогни излаз улазног појачавача у дигитални облик компатибилан са бројачким регистрима бројача.

Основне карактеристике улазног кола су осјетљивост, ниво окидања, слабљење, улазна отпорност итд.

Осцилатор временске базе

Извор прецизног времена t зависи од осцилатора временске базе. Свака грешка која се појави код овог осцилатора, а одрази се на трајање интервала t, одразиће се на тачност мјерења фреквенције. Осцилатор временске базе мора да буде стабилан и углавном се користе осцилатори са кристалом кварца. Еквивалентна електрична шема кварцног осцилатора приказана је на сљедећој слици.

Вриједности за елементе у овој шеми одређене су физичким својствима кристала и температурно су зависне. Екстерни промјенљиви кондензатор се обично додаје као елемент за подешавање.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

11

На стабилност ових осцилатора највећи утицај има промјена температуре. С обзиром на то разликујемо основнетипове:

 кристал осцилатор на собној температури (Room Temperature Crystal Oscillator - RTCO)

 температурно компензован кристал осцилатор (Temperature Compensated Crystal Oscillator - TCCO)

 термостатски контролисан кристал осцилатор (Oven Controlled Crystal Oscillator - OCCO)

Код другог типа се стабилност повећава додавањем компонената које имају супротну (у другом смјеру) зависност од температуре него што то имају елементи кристал осцилатора, док се код трећег типа осцилатор налази у коморама у којима су незнатне промјене температуре, тзв. пећницама.

Поред температуре на стабилност осциловања кристал осцилатора утичу још и варијације напона напајања, магнетно поље, гравитационо поље, утицај околине (вибрације, влага, ударци).

Главна капија

Главна капија се реализује помоћу И кола које има одређено кашњење. Такво коло захтјева одређено вријеме за отварање и затварање. Ово вријеме утиче на укупно вријеме током којег је капија отворена. Ако је то вријеме значајно у поређењу са највећом фреквенцијом из мјерног опсега, појавиће се нека грешка мјерења, док је у супротном грешка занемарљива.

На примјер за сигнал фреквенције од 500 MHzчији је период 2 ns, грешка ће бити занемарљива ако је вријеме кашњења мање од 1 ns, а то значи да су неопходна јако брза кола.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

12

Грешка мјерења фреквенције

Извори грешака код фреквенцметара могу да буду у било којем његовом дијелу. Највећи утицај на укупну грешку имају грешка ±1 цифре и грешка временске базе.

Грешка ±1 цифре се често назива квантизациона грешка и посљедица је неусаглашености фреквенције интерног такта и улазног сигнала као што је приказано на слици. Главна капија је отворена за исто вријеме у оба случаја.Неусаглашеност између такта и улазног сигнала проузрокује два валидна бројања при чему је број избројаних импулса у првом случају 1, а у другом случају 2.

Релативна грешка мјерења фреквенције због грешке ±1 цифре је:

= |∆ |

= |±1|

= 1

Ако је већа фреквенција сигнала мања је релативна грешка због ±1 цифре.

Релативна грешка мјерења фреквенције због грешке временске базе је бездимензионална величина и обично се изражава, на примјер као 1 ∙ 10 . Ако се мјери фреквенција сигнала = 10 , укупна грешка мјерења фреквенције која се чини због грешке временске базе је 1 ∙ 10 ∙ 10 = 10 .

Закључићемо да је за ниже фреквенције (мање од 1 ) доминантна је грешка ±1 цифре, док је за веће фреквенције доминантна грешка временске базе.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

13

Мјерење високих фреквенција

Фреквенцметри као дигитална кола имају ограничен фреквенцијски опсег због ограничене брзине рада логичких кола. Најсавременија кола омогућавају конструкцију бројача за фреквенцијске опсеге до 500 или максимално до 1 . За мјерење већих фреквенција неопходно је примјенити неку од метода конверзије наниже. Данас се користе четири основне технике за конвертовање опсега фреквенција:

 техника прескалирања за опсег до 1,5  техника хетеродинске конверзије која се најчешће користи за опсег до 20  трансфер осцилатори за опсег до 23  хармонијско хетеродински конвертори – нова техника која омогућава мјерења

фреквенција до 40

Фреквенцметри са прескалирањем једноставно користе дијељење улазне фреквенције чиме се добија сигнал ниже фреквенције који се може процесирати дигиталним колима. Блок шема фреквенцметра са прескалирањем приказана је на сљедећој слици.

Прескалер (prescaler), односно дјелитељ, дијели фреквенцију улазног сигнала фактором N, прије него што се овај сигнал доведе на главну капију. Фреквенција коју мјери бројач једноставно је повезана са измјереном фреквенцијом преко фактора N. Приказивање коректне информације о фреквенцији омогућено је једноставним множењем садржаја бројача константом N. Типично фактор N се креће од 2 до 16. Ова техника се користи за фреквенције до 1,3 или 1,5 .

Могуће је да се и сигнал временске базе подијели истим фактором (блок који је испрекиданом линијом спојен на шеми) тако да се вријеме мјерења повећа N пута. У том случају садржај бројача представља директно улазну фреквенцију (без потребе да се врши множење фактором N). Повећање фреквенцијског опсега је на тај начин постигнуто на рачун продуженог времена мјерења. Уколико се остаје при истом временском интервалу (не дијели се сигнал временске базе) повећање опсега иде на рачун резолуције.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

14

Главни недостаци фреквенцметара са прескалирањем су: лошија резолуција за фактор N при истом времену мјерења и то што се тешко постижу мала времена мјерења (брза мјерења).

Фреквенцметри који користе хетеродинску конверзију могу да мјере фреквенције до 20 . Они садрже мјешач који, захваљујући високостабилном осцилатору, конвертује улазну фреквенцију у опсег до 500 М који је погодан за конвенционалне фреквенцметре.

Код фреквенцметара са трансфер осцилатором користи се техника фазног усаглашавања нискофреквентног осцилатора са микроталасним улазним сигналом. Фреквенција нискофреквентног осцилатора мјери се помоћу конвенционалног бројача, а фазна петља повезује тај сигнал са микроталассним чија се фреквенција мјери.

Хармонијски хетеродини конвертори представљају хибрид претходне двије технике.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

15

АНАЛИЗАТОРИ СПЕКТРА И СПЕКТРАЛНА МЈЕРЕЊА

Увод

Најчешћи начин представљања електричних сигнала је у временском домену који се добија на екрану осцилоскопа. Тада се карактеристике компонената и подсклопова система могу добити анализирањем временског одзива тог система када је на његовом улазу неки карактеристичан сигнал. Тако имамо одскочни одзив ситема када је на улазу одскочна функција; импулсни одзив, када је на улазу усамљени импулс итд. На основу неког од тих одзива ми можемо да закључимо каква је преносна карактеристика тог система.

Други начин приказивања сигнала је приказ у фреквенцијском домену (на примјер: приказивање амплитуде у функцији фреквенције). То нам омогућује једна област математике која се зове Фуријеова анализа. Један од основних појмова у Фуријеовој анализи јесте Фуријеова трансформација. Фуријеова трансформација повезује временски и фреквенцијски одзив. Фуријеова трансформација дефинише прелаз из временског у фреквенцијски домен, док инверзна Фуријеова трансформација дефинише прелаз из фреквенцијског у временски домен. На слици је дат примјер представљања истог сигнала (АМ сигнала) у временском и фреквенцијском домену.

Како су савремени мјерни инструменти најчешће опремљени микропроцесорима који обрађују дигиталне податке, користи се неки од дигиталних облика Фуријеове трансформације: дискретна Фуријеова трансформација (Discrete Fourier Transformation – DFT) или брза Фуријеова трансформација (Fast Fourier Transformation – FFT).Чешће се код мјерних инструмената користи FFT, јер захтјева мањи број операција, па мјерни инструменти раде брже и ефикасније.

Инструмент који омогућава приказ сигнала у фреквенцијском домену је анализатор спектра. Он је, попут осцилоскопа за мјерења у временском домену, основни инструмент за мјерења параметара сигнала у фреквенцијском домену.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

16

Предности мјерења у фреквенцијском домену

Ускопојасна мјерења у фреквенцијском домену имају већу осјетљивост него мјерења у временском домену. Како се фреквенцијски опсег мјерења може практично произвољно сузити, анализатори спектра могу значајно смањити присуство шумова у мјерењима. Осим тога, ускопојасна мјерења могу да елиминишу сигнале интерференције приликом мјерења. Узмимо као примјер мјерење хармонијских изобличења сигнала који је приближан идеалној синусоиди. Анализатор спектра може да игнорише сигнал основне фреквенције приликом мјерења нивоа хармоника. Осцилоскоп би истовремено приказао и сигнал основне фреквенције и све хармонике. Због тога је тачност мјерења хармонијскох изобличења ограничена на неколико процената, док се анализатором спектра стандардно постиже тачност од 0,01%.

Неки системи су, по природи оријентисани ка фреквенцијском домену. На примјер фреквенцијски мултиплекси (Frequency Division Multiplex – FDM), који се често користе у телекомуникационим системима, представљају „сендвич“ сигнале у фреквенцијском домену. Радио и ТВ станице су такође мултиплексиране у фреквенцијском домену, при чему свака станица у одређеној географској области заузима идређени дио спектра. Радио и ТВ пријемници су, по природи, уређаји који садрже фреквецијски осјетљив детектор.

Вишеструки сигнали се много једноставније одвајају у фреквенцијском домену. Примјер су кабловски системи, гдје се фреквенцијски опсег од 50 до 800 MHz користи за пренос сигнала у директном смјеру, а опсег од 30 до 50 MHz за повратни смјер. Осим тога, истим каблом је могуће преносити и једносмјерни сигнал за напајање удаљених појачавача.

Спектрална мјерења на анализатору спектра

Карактеризација сигнала анализатором спектра је приказана на сљедећој слици.

Поступак мјерења је обично јако једноставан и састоји се у прикључивању извора сигнала на анализатор спектра (улазни прикључак IN). На TEST излазу се генерише синусоида фреквенције 50 М која се, у случају да се сумња у исправност анализатора спектра, доводи на INулаз и на дисплеју се погледа спектар сигнал.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

17

На дисплеју анализатора биће приказан спектар сигнала као на сљедећој слици.

Изнад мреже скраћеница REF указује на положај референтног нивоа у децибелима (овдје је 5 ). Положај референтног нивоа на вертикалној скали се обично означава са стрелицом или са двије кратке цртице. Обично се на дисплеју ставља и промјена нивоа сигнала у по једном квадратићу на вертикалној оси (овдје је 10 /). Разлика у амплитудама два врха (пика) са десне стране је око 40 .

Сложеност мјерења варира зависно од апликације. У најједноставнијем случају анализатори спектра се користе за одређивање амплитуде и фреквенције спектралне линије. Најчешће се мјере хармоници, модулационе компоненте, паразитне компоненте итд. Може се мјерити и ниво шума у функцији фреквенције под условом да је мјерени шум изнад сопственог шума анализатора спектра.

Стандардно вертикална скала анализатора спектра је логаритамска и означена је у децибелима. На тај начин се велики динамички опсег може приказати на екрану инструмента. Многи анализатори спектра омогућавају и приказ у волтима, у линеарној скали.

Хоризонтална оса је фреквенцијска. Најчешће је у линеарној размјери, мада има апликација код којих се користи логаритамска размјера. У линеарној размјери задаје се на два начина:

 старт и стоп фреквенција или  централна фреквенција и опсег (тзв. span) oко централне фреквенције.

У примјеру на слици на хоризонталној оси фреквенција је дата преко централне фреквенције (10 М ) и span-а (5 ) што значи да сваки квадратић на хоризонталној оси даје промјену фреквенције од 500 . Разлика у фреквенцијама два врха (пика) са десне стране је стога око 1 .

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

18

Врсте анализатора спектра

Најважнији параметар за избор анализатора спектра је фреквенцијски опсег. Различите мјерне технологије се примјењују за различите опсеге. На ниским фреквенцијама (од DC до неколико стотина kHz)FFT анализатори спектра омогућавају добре перформансе.Сљедећа група су анализатори за ВФ опсег од 10 Hzдо 100 MHz. RF/микроталасни анализатори спектра имају доњу граничну фреквенцију реда 100 kHz, док је горња негдје између 1 и 100 GHz.

Остали параметри који су важни приликом избора анализатора спектра, поред фреквенцијског опсега су цијена, динамички опсег, осјетљивост, тачност итд.

Анализатори спектра са банком филтара

Анализатор спектра са банком филтара не користи се често, али ова техника може послужити за разумијевање принципа рада анализатора спектра. Овај тип анализатора спектра понекад се користи код аудио мјерења.

На сљедећој слици приказана је блок шема анализатора спектра са банком филтара.

Банка филтара пропусника опсега је прикључена на улаз и сваки филтар има своје излазне склопове за сигнале различитих фреквенција на које су филтри подешени. У случају малог броја филтара, једноставност у реализацији овог анализатора представља његову значајну предност. Осим тога, ова мјерна техника је брза, јер нема обраде сигнала и може да подржава системе у реалном времену.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

19

FFT анализатори спектра

Брза Фуријеова трансформација (Fast Fourier Transformation – FFT) се може примијенити за анализу спектра. Улазни сигнал се дигитализује, затим се на тај дигитални сигнал примјењује FFT да би се од сигнала у временском домену добила представа у фреквенцијском домену. На сљедећој слици је приказана блок шема FFT анализатора спектра.

Ослабљивач (atten) на улазу анализатора спектра омогућава мјерења са различитим нивоима сигнала. Послије одговарајућег слабљења, сигнал се доводи на НФ филтар (low pass filter) који елиминише нежељене високофреквенцијске компоненте које су изван мјерног опсега уређаја. Сигнал у временском домену се одмјерава (узоркује, семплује) и преводи у дигитални облик комбинацијом кола за одмјеравање (sampler) и А/Д конвертора (ADC). Микропроцесор (microprocessor) прима дигитализовани сигнал, прорачунава спектар и приказује га на екрану (display).

FFT анализатори спектра раде исто што и анализатор спектра са банком филтара, али без потребе кориштења великог броја филтара. Умјесто тога, FFT анализатори спектра користе DSP (Digital Signal Processing – дигитална обрада сигнала) технику за имплементацију великог броја индивидуалних филтара. Концептуално, FFT прилаз је врло једноставан и јасан – дигитализација сигнала и израчунавање спектра. У пракси, међутим постоје ефекти који се морају узети у обзир да би мјерење било коректно.

Да би мјерење FFT анализатором спектра било коректно, потребно је да буду задовољена два услова:

 Улазни сигнал мора бити фреквенцијски ограничен. Другим ријечима, мора да постоји фреквенција изнад које нема фреквенцијскох компонената (или су значајно мање тако да не утиче на мјерење). То се рјешава НФ филтром на улазу анализатора.

 Улазни сигнал се мора узорковати брзином која је у сагласности теоремом о одмјеравању по којој минимална фреквенција одмјеравања мора да задовољи сљедећу једначину ≥ 2 , гдје је фреквенција одмјеравања, а највећа фреквенција опсега од интереса.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

20

FFT анализатори спектра обично имају ограничен фреквенцијски опсег (мањи од неколико стотина килохерца), због непостојања брзих А/Д конверторависоке резолуције. FFT анализатори спектра се називају и динамичким анализаторима спектра.

Анализатори таласа

Анализатор спектра са банком филтара користи велико број појединачних филтара за имплементацију анализатора спектра. Други приступ је коришћрње једног филтра пропусника опсега (tunable filter), али промјенљивог унутар фреквенцијског опсега од интереса, као што је приказано на слици.

Како ова техника омогућава анализу само једне фреквенције у једном тренутку, то није анализатор спектра, већ анализатор таласа (wave analyzer).

Оператер подешава анализатор таласа на жељену фреквенцију и очитава ниво сигнала. Пожељно је да промјенљиви филтер има што равнију карактеристику у пропусном опсегу, и што стрмији одзив. Ширина пропусног опсега представља резолуциони опсег инструмента. Овакви инструменти се и данас користе као селективни мјерачи нивоа сигнала.

Блок шема анализатора таласа реализованог са хетеродинском детекцијом приказана је на сљедећој слици.

Овај анализатор врши пребисавање цијелог фреквенцијског опсега. Зато је потребно да IF филтар пропусник опсега буде промјенљив, или чешће да фреквенција локалног осцилатора буде промјенљива што се лакше реализује.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

21

Swept анализатори спектра

Swept анализатори спектрапредстављају доминантно рјешење на RF и микроталасним фреквенцијама, док су на нижим фреквенцијама потиснути од шема FFT анализатора спектра. Swept анализатори спектра садрже хетеродински анализатор таласа са неким додатним елементима као што је приказано на слици.

Генератор тестерастог напона (ramp generator) побуђује напонски контролисани осцилатор (Voltage Controlled Oscillator – VCO), а истовремено се доводи на Х осу дисплеја. Излаз детектора се филтрира НФ филтром и доводи се на Y осу дисплеја. Како локални осцилатор пролази кроз фреквенцију, на дисплеју се аутоматски приказује спектар сигнала (слично као приказивање слике на екрану осцилоскопа). НФ филтар на излазу детектора је тзв. видео филтар има задатак да ублажи одзив анализатора спектра.

Овдје се ради о анализатору спектра који је реализован у аналогној технологији. У савременијим анализаторима, међутим, ипак се користи микропроцесорска технологија, а блок шема једног таквог анализатора спектра приказана је на сљедећој слици.

Локални осцилатор се често реализује са дигиталним синтетизатором фреквенција. Излаз IF филтра се дигитализује и дигитални сигнал са излаза А/Д конвертора иде у микропроцесор. Дисплеј код модерних анализатора спектра је готово увијек дигитални графички дисплеј.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

22

Мјерење параметара амплитудске модулације анализатором спектра

Још од самих почетака радија, модулационе технике играју значајну улогу у телекомуникационим системима. Нискофреквентним сигналом (видео, аудио, подаци итд.) се модулише носилац. Ово представља намјерну (жељену) модулацију. Осим тога у телекомуникационим системима се појављује нежељена модулација, као што су модулације сигнал осцилатора мрежним напоном или заостала фреквенцијска модулација АМ сигнала. Помоћу анализатора спектра могу се мјерити параметри свих ових модулација.

Амплитудска модулација (АМ) је генерално најједноставнији модулациони систем. АМ сигнал са носиоцем може се представити једначином:

( ) = [1 + ∙ ( )] (2 ),

гдје је:

 – константа која одређује укупну амплитуду  – индекс или степен модулације  ( ) – нормализовани модулишући сигнал  – фреквенција носиоца

Модулишући сигнал је нормализован, што значи да је увијек између -1 и 1.

У случају синусне модулације, када је модулишући сигнал ( ) = cos (2 ), AM сигнал има сљедећи облик:

( ) = (2 ) + 2 [ 2 ( + ) + 2 ( − ) ]

Спектар овог сигнала приказан је на сљедећој слици.

Практично овај сигнал се састоји од сигнала носеће фреквенције чија је амплитуда и два бочна опсега (по једна компонента), један (горњи) на фреквенцији + и

други (доњи) на фреквенцији ( − ) оба са амплитудом . Индекс (степен) модулације може варирати од 0 до 100%. Ако је = 100%, амплитуда сваког бочног опсега је А , односно половина амплитуде носиоца.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

23

Анализатор спектра се може користити за карактеризацију амплитудски модулисаног сигнала у фреквенцијском домену. Параметри који се могу одредити су: амплитуда носиоца, фреквенција носиоца, модулациона фреквенција и индекс (степен) модулације. На сљедећој слици приказан је АМ сигнал на екрану анализатора спектра.

Амплитуда и фреквенција сигнала се одређују уз помоћ мреже на екрану или очитавањем помоћу курсора и маркера код новијих анализатора спектра. На слици је

= 50 и = 10 .

Модулациона фреквенција је разликаизмеђу фреквенције носиоца и фреквенције опсега (било којег, јер су симетрични). Ово мјерење се може обавити помоћу мреже на екрану или помоћу offset или deltaопција код новијих анализатора спектра. На слици је

= 990 .

Индекс (степен, дубина) модулације се може одредити мјерењем разлике амплитуде носиоца и амплитуде бочних опсега. Ако се ова разлика обиљежи са , онда се степен модулације може израчунати као:

= 2 ∙ 10 .

На слици је = −39,60 , па је степен модулације:

= 2 ∙ 10 ,

= 2 ∙ 10 , = 0,02.

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

24

Мјерење хармонијских изобличења анализатором спектра

Многа кола која се користе у електронским системима разматрају се као линеарна. То значи да, за синусоидални улазни сигнал, сигнал на излазу система ће такође бити синусоида, али са различитом амплитудом и фазом. У фреквенцијском домену очекује се сигнал исте фреквенције. Уколико се у спектру сигнала јаве и спектралне компоненте на другим фреквенцијама, кажемо да је систем нелинеаран и те компоненте називамо продуктима изобличења (дисторзије).

У телекомуникацијама се срећемо са системима који имају врло мале нелинеарности се може представити на сљедећи начин:

= + + + + +⋯

Први коефицијент представља DC offset система. Други коефицијент је појачање система у сагласности са теоријом линеарних кола. Остали коефицијенти , и виши карактеришу нелинеарно појачање система. Уколико је систем потпуно линеаран, сви коефицијенти, осим биће једнаки нули. У пракси се често модел поједностављује занемарујући све чланове изнад кубног члана са коефицијентом . За многе апликације довољан је редукован модел (модел трећег реда) с обзиром да ефекти другог и трећег реда доминирају:

= + + + .

Најједноставнији тест којим се утврђује колико изобличења уноси систем је довођење чисте синусоиде на улаз и посматрање фреквенцијског садржаја на излазу система. Улазни сигнал је

= .

Ако систем уноси изобличења на излазу ћемо имати сљедећи сигнал према моделу трећег реда:

= + + +

= + + 2 (1 + 2 ) +

3 4 +

1 4 3

= + 2 + + 3

4 + 2 2 + 4 3

Запажа се да сигнал на излазу има DC offset, оригиналну (основну) фреквенцију, и други и трећи хармоник. Наравно, да је кориштен модел вишег реда, тада би се на излазу појавили и хармоници вишег реда. Примјећујемо да на амплитуду сигнала основне фреквенције утиче и нелинеарни коефицијент трећег реда . Слично, на једносмјерну компоненту утиче коефицијент другог реда. Запажамо да је сигнал

ТЕЛЕКОМУНИКАЦИОНА МЈЕРЕЊА

25

основне фреквенције првенствено пропорционалан амплитуди , други хармоник је пропорционалан , док је трећи хармоник пропорционалан .

На сљедећој слици приказан је спектар типичног сигнала са хармонијским изобличењима.

Запажамо да су непарни хармоници, нарочито хармоник трећег реда, већи од парних хармоника. Квадратна „синусоида“ са једнаком позитивном и негативном периодом ће имати само непарне хармонике. Механизми изобличења који нарушавају симетрију стварају парне хармонике.

Ако нам је на располагању квалитетан анализатор спектра, закључићемо да се чиста синусоида веома ријетко среће. На примјер, добар сигнал генератор или генератор функција може имати трећи хармоник који је 30 или 40dBиспод основног сигнала. На осцилоскопу се ови хармоници веома тешко могу запазити. То илуструје предност ускопојасних пријемника (анализатор спектра) у поређењу са широкопојасним (осцилоскоп).

Хармонијска изобличења неког склопа (device under test – DUT) се једноставно мјери спектрално чистим извором сигнала (source) и анализатором спектра (spectrum analyzer). Блок шема овог мјерења је приказана на сљедећој слици.

Релативни ниво изобличења се једноставно дефинише као однос амплитуде највећег хармоника и амплитуде основног сигнала (или у логаритамској размјери као

nema postavljenih komentara
ovo je samo pregled
3 prikazano na 69 str.
preuzmi dokument